晶体管电路设计(上)
第3节 放大电路的性能
更新于2008-08-28 11:05:52

那么,设计出来的电路性能如何呢?让我们实际测量一下。


2.3.1 输入阻抗

图2.14表示测量输入阻抗Zi的方法。它是在信号源上连接串联电阻RS、由串联电阻两端的振幅vs与vi之差来求输入阻抗的方法。该测量的考虑方法认为,加在电路上的输入电压vi是信号电压vs用RS与Zi进行分压后的值。
照片2.7表示设vs=1Vpp(1kHZ),RS=18kΩ时的波形。vi为0.5Vpp(vs的1/2),所以知道Zi值与Rs相等,即Zi=18kΩ。


图2.14输入阻抗的测定
(RS是为测量输入阻抗而接入的电阻。在一般的电路中,RS为数十欧以下。根据RS的接入,输出输入特性(振幅)如何变化,就可以推定出输入阻抗的值)

照片2.7测量输入阻抗的波形
(200μs/div,200mV/div)
(在信号源上串接上RS=18kΩ,然后接到电路上,则电路的输入信号vi(如照片所示)振幅就下降,这是输入阻抗变低的缘故)


这个值是偏置电路的R1与R2的并联连接值R1∥R2(100kΩ∥22kΩ)的本身值。


2.3.2 输出阻抗

图2.15表示测量输出阻抗的方法。它是在输出端接上负载电阻RL来测量输出振幅vo,然后与无负载(RL≈∞)时的输出振幅做比较来求输出阻抗的方法。这是因为,vo为无负载时的输出振幅用Zo与RL进行分压之后的值。
照片2.8表示出设vi=1Vpp(1kHz)、RL=10kΩ时的输出波形。在无负载时,如照片2.2所示,Av=5,vo=5Vpp,但是RL=10kΩ时,vo=2.5Vpp(为无负载时的1/2)。
因此,Zo值与RL相等,即知道为Zo=10kΩ。这个值为集电极电阻RC本身的值。
如图2.16所示,如改变对晶体管的看法,则可以认为是由输入信号控制的电流源。因此,由输出端看到的该电路的阻抗为RC与电流源并联连接的值(电源的阻抗是0Ω,与GND相同)。
然而,所谓电流源,是指即使负载变化,其电流也是不改变的。可以认为内部阻抗是无限大。所以,由输出端看到的阻抗(即输出阻抗)为RC本身。


图2.15输出阻抗的测量
(RL是为测量输出阻抗而接入的电阻。在一般的电路中,RL为数十至数百千欧,根据RL的值及输入输出特性(振幅)如何变化来推定输出阻抗)

照片2.8测量输出阻抗的波形
(200μs/div,1V/div)
(接上负载电阻RL=10kΩ,则输出电压vo由5Vpp下降到2.5Vpp。这是由于输出阻抗变高的缘故)

图2.16共发射极电路的输出阻抗
(关键是将晶体管看作电流源,电源VCC的阻抗可看作几乎为0。共发射极电路的输出阻抗不一定很低)


2.3.3 放大倍数与频率特性

图2.17表示电压放大倍数及相位的频率特性(1kHz~10MHz)曲线,如对电路的放大倍数进行正确的测量,放大倍数为12.8dB(约4.4倍)(图2.17的放大倍数曲线)。这比由式(2.9)设定的Av(14dB=5倍)略低一些。
式(2.9)是设IC=IE时进行计算的。但是实际晶体管的hFE为有限的值,所以IC=IE+IB,IC比IE要小一些。因此,实际的放大倍数(增益)也比由式(2.9)计算的值要低一些(如严格地进行计算,不仅与hFE有关,而且与晶体管的输入阻抗hIE也有关)。


图2.17实验电路的频率特性
(这是由阻抗分析仪进行测量的,它是由矢量电压计与信号发生器组合在一起的。截止频率和增益(放大倍数)都能够正确地得到)


但是,设定的增益与实际的增益误差为10%左右,所以式(2.9)是实用的。
反过来说,产生10%的误差,并不意味着要采用精度更高的电阻来替代确定增益的电阻RE与RC,±5%精度(J档)的电阻就足够了。
在图2.18中,表示的是低频的频率特性。低频截止频率fcl为0.8Hz,这与由式(2.4)计算出的、在输入侧形成的高通滤波器的截止频率几乎是一致的(因为没有接负载,在输出侧形成的高通滤波器可以忽略)。


图2.18实验电路低频范围的频率特性
(在低频范围的测量与图2.17的测量不同,使用动态信号分析仪)


2.3.4 高频截止频率

由图2.17可知,该电路的高频截止频率fch(放大倍数下降3dB的频率)是3.98MHz(图2.17的截止频率),直至高频范围都有响应。
例如,无线电的AM广播频率的上限约为2MHz左右,可以知道,该电路所具有的频率特性是可以用到收音机的高频端(在天线接收到的信号,按原有频率进行处理的电路)。
但是,看一下前面的表2.1,所用晶体管2SC2458的截止频率fT为80MHz(最小)。fT是hfe(交流电流放大系数)为1时的频率,它是器件频率特性的标志性特性。但是,即使使用fT=80MHz的晶体管,电路的截止频率仍是比它低一个数量级的值。这有些奇怪!


2.3.5 高频晶体管

采用fT=550MHz(标准)的高频放大晶体管2SC2668(东芝)来代替2SC2458时,其频率特性表示在图2.19中(除了晶体管之外,其他是完全相同的电路)。


图2.19使用2SC2668时的频率性
(将图2.1电路的晶体管2SC2458换成fT更高的2SC2668,频率特性比图2.17拓宽了2倍)


由图可知,fch=6.6MHz,频率特性确实向高频扩展,但是与fT相比,fch仍然是相当低的值。
分析其原因,如照片2.1所示的实验电路,没有很好地进行封装而使得高频性能变好,是其最主要的原因(在照片2.9中,表示高频电路封装的例子)。除此之外,还可以认为是所谓晶体管的密勒效应而引起高频性能下降的缘故。


照片2.9高频放大电路的封装例子
(为了制作将频率特性扩展到高频的电路,封装技术特别重要。通过紧密地制作下降接地阻抗是关键)


2.3.6 频率特性不扩展的理由

图2.20表示在晶体管内部存在的电阻和电容。实际上,在晶体管的基极存在串联电阻rb,在各端子间存在电容Cbc、Cbe和Cce。


图2.20晶体管内部电阻与电容
(晶体管的等效模型有各种表示方法,关于高频特性的表示方法,该图的模型就已足够好)


图2.21(a)是考虑到这些电阻、电容而改画之后的共发射极放大电路。在这里,成为问题的是基极集电极间电容Cbc。
基极端子的交流电压为vi,集电极端子的交流电压为-vi·Av,所以在Cbc两端加的电压为vi(1+Av)(=vi-(vi·Av))。为此,在Cbc上流动的电流只是在Cbc上加vi时的(1+Av)倍(因为加了1+Av倍的电压)。
因此,由基极端来看Cbc时,可以将Cbc看成具有(1+Av)倍电容的电容器。这就是所谓的密勒效应现象。
就是说,晶体管的输入电容Ci是1+Av倍的Cbc和Cbe之和。所以,如图2.21(b)所示,Ci与基极串联电阻rb形成低通滤波器。为此,在高频范围,电路的放大倍数下降。
因此,想制作频率特性更好的放大电路时,必须考虑其他的途径。


图2.21使共发射极电路高频特性下降的要素
(看一下晶体管的数据表,有Cob(输出电容)这一项目。Cob是基极接地的输出电容,可以粗略地表示成Cbc)


有关这方面内容将在第6章的共基极放大电路中介绍。
在晶体管的数据表中,往往以Cbc与rb的乘积来表示[记作Cc·rbb′,单位为s]。显然Cbc·rb越小,表示高频特性越好。通常,低频晶体管的Cbc·rb值为数十至近百皮秒,高频晶体管为数皮秒至数十皮秒。


2.3.7 提高放大倍数的手段

然而,即使有这样很好工作的电路,也常有想再稍提高放大倍数的情况。但是,如果随意地改变RC和RE的值,则连偏置的状态也改变了,从而导致最大输出振幅下降(集电极电位显著地偏向电源或GND而引起的),或者偏置随温度而变得不稳定。
因此,为了不破坏直流电位关系而又提高交流增益,可以采取如下方法:如图2.22(a)所示,并联连接发射极电阻RE和电容C,或者如图2.22(b)那样,将RE进行分割成R与RE′用C并联接地。
这样一来,发射极GND间的交流电阻变小,所以增加了交流放大倍数。C将发射极电流旁路到地,称为发射极旁路电容。


图2.22提高交流放大度的方法
(在发射极电阻RE上并联连接电容器,就能够降低这部分的阻抗。这样,直流增益保持不变,而又能够提高交流增益)


图2.23表示用图2.22的方法使交流放大倍数变化时增益与频率的特性。图中的Av是计算值[用RC/(RE∥R)求得]。可以知道,当交流发射极电阻值下降,放大倍数就变大。


图2.23交流放大倍数改变时的频率特性
(根据图2.22(a)改变交流放大倍数时的特性。R=0时,几乎等于电路的最大放大倍数,约49dB即300倍的放大倍数。它与晶体管的hFE相等)


另外,设R=0Ω,则电容直接并联到RE上,所以交流发射极电阻几乎为0。因此,在计算上交流放大倍数应该为∞。但是,实际上如图2.23所示,为有限值(在图中约为49dB)。
最大放大倍数如果是作为目标hFE的值就可以了。
严格地进行考虑,则RE=0Ω时的Av为:
Av=hFE·RC/hie(5)
hie 是表示晶体管输入阻抗的常数,它随晶体管的品种和工作点的不同而不同。但大体上为1~10kΩ左右。
在实际电路中,集电极负载电阻RC的值大体上也是kΩ的数量级。所以,式(2.15)分母的hIE与分子的RC可以认为几乎相等,则Av≈hFE。
因此,在共发射极放大电路中能够实现的最大放大倍数为hIE值(至多也是一个目标)。在RC极小或极大时,是不适用的,在这种条件下,认为是“Av与RC的大小成正比”即可(这是重要的考虑方法)。
为此,用一个晶体管就能实现低频范围的最大放大倍数为40~60dB左右(hFE=100~1000)。
R=0时,因为发射极直接接地,完全是“共发射极”(GroundedEmitter)。但是,如图2.1电路所示,发射极不是直接接地的电路,当R=0时,显然也是共发射极放大电路。
所谓共发射极放大电路,是发射极电位作为基准而进行放大工作的电路。


2.3.8 噪声电压特性

将输入端与GND短路时,进行测量的输出端噪声电压的频谱表示在图2.24中。在数kHz附近为-135dB·V(dB·V是以1V为基准表示的单位,0dB·V为1V,-135dB·V为0.18μV)。


图2.24实验电路的噪声电压特性
(将输入端短路,用频谱分析仪进行测量,则成为噪声特性。在1kHz以上时,是-135dB·V,为低于OP放大器的值)

通常小型碟机(CD播放器)的输出端噪声电平为-110dB·V左右。与其他电路的噪声比较是非常小的。


2.3.9总谐波失真率

在图2.25中,表示总谐波失真率(THD:Total Harmonics Distortion)对输出电压的曲线图。
THD表示输入信号的谐波有多大程度发生失真(当电路的输入输出特性为非线性时,则发生谐波成分)。THD在音频电路中,是重要的特性之一。
THD可以由下式求出:THD=D22+D32+…+Dn2D1×100%(2.16)其中,D1为基波分量,D2为二次谐波分量,D3为三次谐波分量,Dn为n次谐波分量。
图2.25是用式(2.16)计算到五次谐波、且输入信号的频率分别为20Hz、1kHz和20kHz时测量的曲线图。


图2.25总谐波失真率与输出电压的关系
(在音频放大电路中,谐波失真特性是不可或缺的特性。该特性虽然比OP放大器的特性差,通常已是够好的。它是用低失真信号发生器与失真分析仪进行测量的)


对于该电路的THD,如果与OP放大器相比较是很差的,约为40dB(100倍)以上的值。但在进行一般声音放大(音乐)的情况下,即使没有削去波形,THD在1%左右也足以听不到声音失真。
因此,该电路用在声音放大上是足够用的。

 

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